Der Design-Flow eines ASIC

Präsentation zum Thema: "Der Design-Flow eines ASIC"—  Präsentation transkript:

1 Der Design-Flow eines ASIC
Von der Idee zum funktionierenden Produkt © A. Steininger / TU Wien

2 Überblick Das Y-Diagramm Design-Schritte
Synthese und PPR als Optimierungen Spezifische Probleme des Routing Verifikations-Schritte Simulation Statische Timing-Analyse © A. Steininger / TU Wien

3 Verschiedene Sichtweisen
Verhalten: Was tut der Chip? Struktur: Welche Blöcke umfasst er? Geometrie: Wie ist er aufgebaut? © A. Steininger / TU Wien

4 Das Y-Diagramm von Gajski
Verhalten Struktur Prinzip der Abstraktion: Anpassung von Überblick vs. Detaillierungsgrad an den jeweiligen Bedarf Abstraktionsebenen Geometrie A © A. Steininger / TU Wien

5 Y-Diagramm: Systemebene
Verhalten Struktur Funktionen, Randbedingungen Custom-HW, Pro-zessor,Speicher, … (funktionale)System-Spezifikation Funktions-schaltbild, Partitioning Inputs : Keyboard Output: Display Funktion: Umrechnung,… System Speicher CPU IO Control Package Pins, Gehäusetyp VDD D0 D1 RW A7 A6 A5 GND Q1 PLCC84 Geometrie A © A. Steininger / TU Wien

6 Y-Diagramm: Algorithm. Ebene
Verhalten Struktur Operationen & Abfolgen Subsysteme & Busse Algorithmen while input Read „Schilling“ Calulate Euro Display „Euro“ Task-Allokation, Kommunikations-strukturen, Blockschaltbild Algorithmen Chip-Layout (Placement) sys µP IO-Ctrl 8 PS/2 Interface Speicher 16 RS232 Funktionsblöcke & Routing-Kanäle IO-Ctrl PS/2 µP RS232 Geometrie A © A. Steininger / TU Wien

7 Y-Diagramm: RTL Ebene Verhalten Struktur Geometrie A
Register-Transfers ALU, Register & Signale State Machines Grob-Schaltplan case A when `1` then nextB <= C; nextstate <= idle; RAM Register ALU Counter Register- transfer Makrozellen & globales Routing alg sys Layout Funktionsblöcke(Floorplanning) R E G A L U Counter Geometrie A © A. Steininger / TU Wien

8 Y-Diagramm: Logikebene
Verhalten Struktur Variable, log. Operatoren Basisgatter, FF, Verbindungen mit Std.-Delay Boolesche Gleichungen Netzliste[EDIF], Detail-Schaltplan D = NOT E C = (D OR B) AND A Gate Standardzellen, lokales Routing RTL alg sys >1 & E B C A Chip-Layout (Detail) INV1 OR2 AND2 x3 Geometrie A © A. Steininger / TU Wien

9 Y-Diagramm: Schaltkreisebene
Verhalten Struktur U, I, e-Funktionen,… Transistoren, Leitungsstücke mit R, L, C Differential-gleichungen Netzliste(analog) Circuit Prozesse, Polygone dU dt I C dI d2I dt2 R + L = gate RTL alg sys Masken Geometrie A © A. Steininger / TU Wien

10 „Y-Tabelle“ Ebene Verhalten Struktur Geometrie System Algorithmisch
VDD D0 D1 RW A7 A6 A5 GND Q1 PLCC84 Inputs : Keyboard Output: Display Funktion: Umrechnung,… Speicher CPU IO Control System while input Read „Schilling“ Calulate Euro Display „Euro“ µP IO-Ctrl 8 PS/2 Interface Speicher 16 RS232 IO-Ctrl PS/2 µP RS232 Algorithmisch case A when `1` then nextB <= C; nextstate <= idle; Registertransfer (RTL) R E G A L U Counter RAM Register ALU Counter D = NOT E C = (D OR B) AND A INV1 OR2 AND2 x3 >1 & E B C A Logik dU dt I C dI d2I dt2 R + L = Schaltkreis © A. Steininger / TU Wien

11 Y-Diagramm: Konvergenz
Verhalten Struktur Design-Flow cir gate RTL alle drei Sichtweisen beschreiben letztlich das selbe System… alg … und konvergieren daher auf der untersten Abstraktionsebene sys Geometrie A © A. Steininger / TU Wien

12 Überblick Das Y-Diagramm Design-Schritte
Synthese und PPR als Optimierungen Spezifische Probleme des Routing Verifikations-Schritte Simulation Statische Timing-Analyse © A. Steininger / TU Wien

13 Design-Flow im Überblick
Specification verbale Funktionsbeschreibung behavioral Design-Entry formale Funktionsbeschreibung Compilation Umsetzung in Logik-Elemente Pre-layout Technology-Mapping Umsetzung in verfügbare Zellen structural Partitioning & Placement Routing Aufteilung der Zellen Cut bei Routing oder bei PP ? Verbindung der Zellen Manufact. Download physikalische Realisierung physical Post-layout Chip complete © A. Steininger / TU Wien

14 Verifikationsschritte
Specification Validation behavioral Design-Entry Behavioral Simulation Compilation Functional Simulation Pre-layout Technology-Mapping Prelayout- Gate-Level-Simulation structural Partitioning & Placement Routing Intel: Chip_desin für Prozessor dauert ca. 3 Jahre, davon 50% nach dem „first silicon“ für Debugging und Optimierungen Postlayout- Gate-Level-Simulation Manufact. Download physical Post-layout Test Chip complete © A. Steininger / TU Wien

15 Partitioning & Placement
Spezifikation Idee Zweck: Exakte Formulierung der vom Produkt gewünschten Funktion und der entsprechenden Betriebsbedingungen. Meist nicht in formaler Darstellung sondern verbal bzw. mit Skizzen. Specification Design-Entry Compilation Technology-Mapping Partitioning & Placement Routing Manufact. Download Chip complete © A. Steininger / TU Wien

16 Die Realität …. © A. Steininger / TU Wien [ZID TU Wien]

17 Beispieldesign: Spezifikation
Synchronisierschaltung für BCD-Eingang Eingangsvektor data_d[3:0] (4 Bit BCD-Wert) Ausgangsvektor digit_L_d[3:0] Synchronisation auf positive Flanke von clk reset_board setzt den Ausgang synchron auf „0000“ Hier fehlen noch Angaben: Temperaturbereich, Versorgungsspannung, zulässige Größe, Preis, Zuverlässigkeit, Geschwindigkeit, …. Design aus der Laborübung ?? © A. Steininger / TU Wien

18 Partitioning & Placement
Design-Entry Zweck: Umsetzung der Spezi-fikation in eine Form, die vom Computer erfasst werden kann die als Basis für Simulation und Änderungen dient die als Dokumenta-tion geeignet ist Specification Design-Entry Compilation Technology-Mapping Partitioning & Placement Routing Manufact. Download Chip complete © A. Steininger / TU Wien

19 Abstraktion v. Design Entry
Verhalten Struktur State of the Art: VHDL cir gate RTL Können wir, wollen wir aber nicht (mehr): (Gatter-)Schaltplan alg Wollen wir, können wir aber (noch) nicht: System-C sys Geometrie A © A. Steininger / TU Wien

20 Design-Entry: Möglichkeiten
grafisch textuell State-Chart (Zustandsgraph) VHDL, Verilog, System C Schematic Entry (Schaltplan) ABEL, CUPL PALASM high-level low-level Kriterien: Unterstützung der menschlichen Intuition Effizienz der Darstellung Weiterverarbeitbarkeit durch Computer © A. Steininger / TU Wien

21 Design-Hierarchie Halbaddierer HA Volladdierer
Instanzierungen HA1 und HA2 von HA HA1 Modul Full Adder / Innenleben = 2 Half Add / Innenleben = Gatter HA2 © A. Steininger / TU Wien

22 „Vectored Instance“ L1 L1:4 L2 L3 L4 © A. Steininger / TU Wien
4-fach FF auf 4 bit Reg L3 L4 © A. Steininger / TU Wien

23 Bsp.-design: Schematic Entry
DFF[3:0] data_d[3:0] digit_L_d[3:0] clk <sync. reset> board_reset © A. Steininger / TU Wien

24 Beispieldesign: Log/iC
<*Identification ... > *Declarations X-Var = 5; Y-Var = 4; *X-Names reset_board; data_d[0..3]; *Y-Name digit_L_d[0..3]; *Boolean Equations digit_L_d[0..3]:=data_d[0..3] & reset_board; <*PAL *Pins ... > *Special Functions digit_L_d[0..3].REG = YES; *END A © A. Steininger / TU Wien

25 Beispieldesign: State-Chart
reset_board 0000 reset capture data_d[3…0] reset_board Zustand Ausgabe digit_L_d[3…0] reset 0000 capture data_d[3…0] © A. Steininger / TU Wien

26 Beispieldesign: VHDL-Code
architecture behaviour of digit is begin SYNC_DIGIT_P : process (clk) if clk'event and clk = '1' then if reset_board = '0' then digit_L_d <= "0000"; else digit_L_d <= data_d; end if; end process SYNC_DIGIT_P; end behaviour; © A. Steininger / TU Wien

27 Design-Entry im Vergleich (1)
Verhalten Struktur Basisgatter, FF, Verbindungen mit Std.-Delay Variable, log. Operatoren LogIC u.ä. Gate Schaltplan RTL alg sys Geometrie A © A. Steininger / TU Wien

28 Design-Entry im Vergleich (2)
Verhalten Struktur Register-Transfers State-Charts cir gate RTL alg sys Geometrie A © A. Steininger / TU Wien

29 VHDL-Entry im Y-Diagramm
Verhalten Struktur Register-Transfers Beschreibung der internen Funktion von Blöcken („design units“) ALU, Register & Signale Beschreibung der Verbindungen zwischen Blöcken cir gate RTL alg sys Geometrie A © A. Steininger / TU Wien

30 Compilation (Logic Optimization)
Zweck: Umsetzung der verhaltensbasierten Beschreibung (z.B. HDL Code) in eine strukturelle Darstellung (z.B. EDIF-Netzliste) Specification Design-Entry Compilation Technology-Mapping Partitioning & Placement Routing Manufact. Download Chip complete © A. Steininger / TU Wien

31 Y-Diagr.: FPGA Design Flow
Struktur Aufbau aus gene-rischen Blöcken Adder, MUX, Mult. Verhalten Compilation VHDL-Source FFT-Filter cir gate Design Entry RTL alg sys Geometrie A © A. Steininger / TU Wien

32 Compilation: Schritte
Analyse des Designs/HDL-Codes (vgl. Parsing), syntaktische Prüfung Elaboration: Umwandlung in eine Datenstruktur Transformation in ein Netzwerk aus gene- rischen logischen Zellen (AND, INV, ...) Minimierung der Logik (vgl. KV-Diagramm) Timing-Analyse basierend auf „unit-delay“ © A. Steininger / TU Wien

33 Ergebnis der Compilation
Beispiel: Synopsys digit_L_d Flip-Flop Mux data_d reset _ board clk A © A. Steininger / TU Wien

34 Vergleich mit VHDL-Code
architecture behaviour of digit is begin SYNC_DIGIT_P : process (clk) if clk'event and clk = '1' then if reset_board = '0' then digit_L_d <= "0000"; else digit_L_d <= data_d; end if; end process SYNC_DIGIT_P; end behaviour; Flip-Flops Mux A © A. Steininger / TU Wien

35 Compiler: SW vs. HW Software Hardware
Compilertechnik ist extrem ausgereift Hochsprache ist für Programmierung konzipiert worden alle Hochsprachen-konstrukte sind in Assemblercode darstellbar Hardware Compiler sind wenig ausgereift VHDL ist konzipiert für Dokumentation Verilog für Simulation Nur wenige HDL-Konstrukte sind auch implementierbar Multiplikation von 2 32 Bit-Zahlen führt zu HW-Verhau Division in HW kaum möglich Delay-Statement etc. © A. Steininger / TU Wien

36 Partitioning & Placement
Technology Mapping Zweck: Abbildung der gene-rischen Gatter auf die Logikelemente der Zieltechnologie Besonderheit: In diesem Schritt wird Zieltechnologie festgelegt Specification Design-Entry Synthesis Technology-Mapping Target- Library Partitioning & Placement Routing Manufact. Download Chip complete © A. Steininger / TU Wien

37 Y-Diagr.: FPGA Design Flow
Struktur Aufbau aus gene-rischen Blöcken Adder, MUX, Mult. Verhalten Compilation VHDL-Source FFT-Filter Technology Mapping Implementierung aus targetspezif. Gattern LUTs, Macrocells cir gate Design Entry RTL alg sys Geometrie A © A. Steininger / TU Wien

38 Technology Mapping: ASIC
digit_L_d D-FF „Mux“ reset _ board data_d clk Beispiel: Synopsys für Zieltechnologie Standard-Lib. A © A. Steininger / TU Wien

39 Technology Mapping: FPGA
Logic Element digit_L_d clk data_d reset _ board Beispiel: Synplify für Zieltechnologie Altera Stratix A © A. Steininger / TU Wien

40 Synthese Compilation Technology Mapping Synthesis + Optimierung
Synthese ist also der Prozeß der Abbildung der beim Design-Entry angegebenen Beschreibung auf Elemente der Target-Library. Synthesis © A. Steininger / TU Wien

41 Überblick Das Y-Diagramm Design-Schritte
Synthese und PPR als Optimierungen Spezifische Probleme des Routing Verifikations-Schritte Simulation Statische Timing-Analyse © A. Steininger / TU Wien

42 Prinzip einer Optimierung
Mittels eines Algorithmus soll eine Kostenfunktion minimiert oder eine Nutzenfunktion maximiert werden und zwar unter Einhaltung von Randbedingungen Als Voraussetzung müssen daher Kosten / Nutzen meßbar und alle Randbedingungen bekannt sein © A. Steininger / TU Wien

43 Synthese als Optimierung
mögliche Kosten- bzw. Nutzenfunktionen (Optimierungskriterium OK) maximum speed minimum area minimum effort typische Randbedingungen (RB) Timing-Vorgaben für diverse Pfade Power-Consumption Sperren von Optimierungen © A. Steininger / TU Wien

44 Partitioning & Placement
Zweck: optimale Aufteilung des Designs auf mehrere ASICs (falls nötig) OK: minimale Anzahl von Verbindungen RB: Größe, Speed, Verlustleistung, am Chip verfügbare Technologie,... Specification Design-Entry Synthesis Technology Mapping Partitioning & Placement Routing Manufact. Download Chip complete © A. Steininger / TU Wien

45 Partitioning ― Strategien
Konstruktiv Startzelle ― jede weitere dazuprobieren, beste belassen ― weitere dazuprobieren, ... bis ASIC voll ist Iterativ "Seed"-Konfiguration ― Zellen einzeln zwischen ASICs vertauschen, nur im Fall einer Verbesserung belassen Simulated Annealing wie „iterativ“, aber manchmal auch ohne Verbesserung belassen, => Überwinden lokaler Minima ... Verschlechterung Temperatur © A. Steininger / TU Wien

46 Partitioning & Placement
Zweck: optimale Verteilung der Logikelemente und Routing-Kanäle auf dem ASIC OK: Minimaler Inter-connect-Delay RB: Größe, Pinbelegung, „Constraints“ des Designers, ... Specification Design-Entry Synthesis Technology Mapping Partitioning & Placement Routing Manufact. Download Chip complete © A. Steininger / TU Wien

47 Placement: Schritte Floorplanning Placement (im engeren Sinn)
Anordnen von Funktionsblöcken des Designs im ASIC (vgl. Räume im Gebäude) Placement (im engeren Sinn) Anordnen der Logik-Elemente innerhalb eines Funktionsblockes (vgl. Einrichtung der Räume) © A. Steininger / TU Wien

48 Placement: Das Grundproblem
Optimierung erfordert Abschätzen des Interconnect-Delay noch VOR dem Routing Vergleich: Wie lange dauert eine Reise von China nach Russland? Von wo in China? Nach wohin in Rußland? Welche Straßen gibt es? Lösung: Heuristik (Erfahrungen & Statistiken aus bestehenden Designs) © A. Steininger / TU Wien

49 Komponenten des Delay Gate Delay Interconnect Delay
Durchlaufzeit durch ein Logikelement kaum abhängig vom Routing relativ gut vorhersagbar Interconnect Delay Signallaufzeit auf den Leitungen stark abhängig vom Routing schlecht vorhersagbar © A. Steininger / TU Wien

50 Trends beim Delay l [mm]
delay [ns] Mit Verkleinerung der Feature-Size sinkt der Gate Delay rascher als der Interconnect Delay 1.0 gate interconnect 0.1 l [mm] 1.0 0.5 0.25 Bei den heute üblichen Technologien überwiegt der Interconnect Delay klar. Eine realistische Vorher-sage des Timings ist daher erst nach dem Routing möglich, Optimierungen vor dem Routing werden immer schwieriger. © A. Steininger / TU Wien

51 Überblick Das Y-Diagramm Design-Schritte
Synthese und PPR als Optimierungen Spezifische Probleme des Routing Verifikations-Schritte Simulation Statische Timing-Analyse © A. Steininger / TU Wien

52 Partitioning & Placement
Routing Zweck: Herstellen aller nötigen Verbindungen auf dem ASIC OK: Minimale Inter-connect-Länge, minimaler krit. Pfad, Minimum an Vias RB: Verfügbarkeit von Leitungen/Kanälen, Constraints, ... Specification Design-Entry Synthesis Technology Mapping Partitioning & Placement Routing Manufact. Download Chip complete © A. Steininger / TU Wien

53 Y-Diagr.: FPGA Design Flow
Struktur Aufbau aus gene-rischen Blöcken Adder, MUX, Mult. Verhalten Compilation VHDL-Source FFT-Filter Technology Mapping Implementierung aus targetspezif. Gattern LUTs, Macrocells cir gate Design Entry RTL Placement & Routing alg Layout des Filters am FPGA FPGA-Konfiguration sys Geometrie A © A. Steininger / TU Wien

54 Umfang des Interconnect
Stand 2007 [ITRS‘06] Der Interconnect in einem Chip umfasst typisch etwa 1,5km Leitungen pro cm2. Prognose: Anstieg von 15% pro Jahr Es gibt 11 Metallisierungsebenen „half pitch“ = Abstand der Leiterbahnen = Breite der Leiterbahnen = 65nm © A. Steininger / TU Wien

55 Routing des Clock Mimimaler Delay Minimaler Skew
Starke Treiber (größere Fläche) Treiber parallel (geringere Last) Kurze Verbindungen Minimaler Skew Symmetrische Netze („Tree“, „Spine“) „gematchte“ gleich belastete Treiber Vorgegebene Clock-Netze im FPGA Tree und Spine auf der Tafel skizzieren © A. Steininger / TU Wien

56 Was ist Skew ? Dt = tskew tskew = |tdly1 – tdly2|
Skew ist der Unterschied im Signal-Delay ▪ entlang unterschiedl. Äste einer verzweigten Leitung ▪ entlang eines Busses ▪ durch gleichartige Gatter Handl: Bild tdly1 tdly2 tskew = |tdly1 – tdly2| © A. Steininger / TU Wien

57 Routing der Versorgung
Stromdichte Zu hohe Stromdichte führt zu inakzeptabler Defektrate im Betrieb durch Abwandern des Materials („Elektromigration“) Typ. Wert: J ≈ 1mA/(mm)2 „Fat metal Rules“ zu dicke Metallflächen (Leitungen) neigen zum Ablösen während des Packaging Stromdichte J = Strom/Querschnitt [A/cm2] © A. Steininger / TU Wien

58 Stromdichte – ein Vergleich
Gegeben: Standard-Installationsdraht mit Querschnitt 2,5mm2. Gesucht: Welcher Strom muss durch diesen Draht fließen damit sich die gleiche Stromdichte ergibt wie in der Versorgungsleitung eines ASIC ? (1mA /(mm)2 ) Lösung: Querschnitt = 2,5mm2 = 2,5*106 (mm)2 Strom = Querschnitt * Stromdichte Es fließt ein Strom von 2,5*106 mA = 2,5kA Das entspricht mehr als 0,5MW bei 230V © A. Steininger / TU Wien

59 Ergebnisse nach dem Routing
Position aller benötigten Logikelemente steht fest (Placement) Layout aller Logikelemente ist bekannt (Library) Alle Verbindungen sind gelegt (Routing) Alle Masken können erstellt werden („Tape-out“). Alle realen Delays können genau (≈5%) ermittelt und dem Simulator mitgeteilt werden („Back-Annotation“) © A. Steininger / TU Wien

60 Y-Diagr.: FPGA Design Flow
Struktur Aufbau aus gene-rischen Blöcken Adder, MUX, Mult. Verhalten Compilation VHDL-Source FFT-Filter Technology Mapping Implementierung aus targetspezif. Gattern LUTs, Macrocells Implementierung im FPGA FFT-Filter in HW cir gate Download Design Entry RTL Placement & Routing alg Layout des Filters am FPGA FPGA-Konfiguration sys Geometrie A © A. Steininger / TU Wien

61 Überblick Das Y-Diagramm Design-Schritte
Synthese und PPR als Optimierungen Spezifische Probleme des Routing Verifikations-Schritte Simulation Statische Timing-Analyse © A. Steininger / TU Wien

62 Validation Zweck: überprüfen der Spezifikation
Beschreibt sie die angestrebte Funk-tionalität adäquat ? Ist sie umsetzbar ? Enthält sie Widersprüche ? Specification Validation fail pass Design-Entry © A. Steininger / TU Wien

63 Simulation ― Wozu? Debugging eines physikal. Prototypen wäre
zu kompliziert/unmöglich (Zugänglichkeit im Chip?) zu teuer (Fertigungskosten für Prototyp) zu spät (time-to-market!) Das ist bei Software (leider) oft anders… (siehe Clip „If SW-Programmers had to build planes“) © A. Steininger / TU Wien

64 Wert eines Prototypen Erfolgserlebnis
gute Basis für ausführliche Tests in Echtzeit ( = schneller als Simulation) Indiz für das Funktionieren des Designs ausreichend für den „Eigenbedarf“ NICHT AUSREICHEND für ein industrielles Produkt (worst case bezügl. Temperaturbereich, Prozessvariationen?) © A. Steininger / TU Wien

65 Ablauf einer Simulation
Anlegen von Stimuli an das Design Meist wird dazu ein eigenes (virtuelles) Design - eine „Testbench“ – erstellt. Eine Testbench für alle Simulationsebenen. Überprüfen der Reaktion Entspricht das Verhalten der Spezifikation ? Trace-File von voriger Simulation als Referenz War die Simulation vollständig ? Ein positives Ergebnis bezieht sich nur auf die simulierten Funktionen ! © A. Steininger / TU Wien

66 Simulation & Testbench
Trace File Stimuli Design Testbench Design wird als Modul in größeres Design (Testbench) eingebettet und erhält so Stimuli für die Eingänge bei der Simulation © A. Steininger / TU Wien

67 Behavioral Simulation
Zweck: Wurde Spezifikation richtig umgesetzt ? Funktioniert die Testbench ? Besonderheit: berücksichtigt keinerlei Timing berücksichtigt nicht HW-Realisierbarkeit Specification Design-Entry Behavioral Simulation fail pass Synthesis © A. Steininger / TU Wien

68 Functional Simulation
Zweck: Wurde der Code richtig interpretiert? Besonderheit: Design besteht aus generischen Gattern mit „unit-Delay“ Design-Entry Synthesis FunctionalSimulation fail pass Technology-Mapping Partitioning & Placement © A. Steininger / TU Wien

69 Prelayout-Gate-Level Simul.
Zweck: Gab es Fehler beim Technology-Mapping? Besonderheit: Design besteht aus Gattern der Zieltechnologie Gatterdelay real, Routing-Delay grob geschätzt Design-Entry Synthesis Technology-Mapping Prelayout- Gate-Level-Simulation fail pass Partitioning & Placement © A. Steininger / TU Wien

70 Postlayout-Gate-Level Simul.
Zweck: Stimmt das Timing? Besonderheit: Die genauen Timing-Werte von der Back-Annotation stehen zur Verfügung Design-Entry … Routing Postlayout- Gate-Level-Simulation fail pass Manufacturing/Download © A. Steininger / TU Wien

71 Simulation auf allen Ebenen?
Je feinstufiger die Simulationsebenen, desto klarer sind Fehler zuordenbar weniger Zeit (für Synthese, P&R etc.) wird bis zur Erkennung des Fehlers aufgewendet geringer ist die Gefahr einer gegenseitigen Maskierung zweier Fehler © A. Steininger / TU Wien

72 Y-Diagr.: Verification Flow
Functional Simulation Struktur Aufbau aus gene-rischen Blöcken Adder, MUX, Mult. Verhalten Compilation Behavioral Simulation VHDL-Source FFT-Filter Technology Mapping Implementierung aus targetspezif. Gattern LUTs, Macrocells Prelayout gate-level Simulation Implementierung im FPGA FFT-Filter in HW Test cir gate Download Design Entry RTL Placement & Routing alg Layout des Filters am FPGA FPGA-Konfiguration sys Postlayout gate-level Simulation Geometrie A © A. Steininger / TU Wien

73 Überblick Das Y-Diagramm Design-Schritte
Synthese und PPR als Optimierungen Spezifische Probleme des Routing Verifikations-Schritte Simulation Statische Timing-Analyse © A. Steininger / TU Wien

74 Terminologie zur Simulation
Mixed-level Simulation Funktionsblöcke werden auf unterschiedlichen Abstraktionsebenen simuliert Mixed mode Simulator Simulation erfolgt gemischt analog/digital Sign-off Simulation typisch postlayout Gate-Level-Simulation bei Übergabe zur Fertigung, als Vorlage für Funktionstest des Chips nach der Fertigung © A. Steininger / TU Wien

75 Logikpegel bei der Simulation
Was passiert, wenn auf einer Leitung gleichzeitig zwei widersprüchliche Pegel auftreten: zwei Treiber gleichzeitig aktiv (Fehler) ein Treiber zieht Leitung trotz Pull-up auf ´0´ Treiber "overruled" den Bus-Keeper ... die beiden logischen Pegel ´1´und´0´ allein bieten dem Simulator zu wenig Möglichkeiten, solche Situationen aufzulösen © A. Steininger / TU Wien

76 9-wertige Logik (IEEE Std 1164-1993)
0 strong low Treiberausgang, definiert 1 strong high " L weak low Pull-down H weak high Pull-up X strong unknown Treiberausgang, undef´d. W weak unknown bus-keeper, uninitialisiert Z high impedance Treiberausgang, tri-state - don't care Pegel bedeutungslos U uninitialized FF-Ausgang, uninitialisiert © A. Steininger / TU Wien

77 Signal Resolution Table
AND U X 1 Z W L H - VHDL IEEE Std_Logic_1164 package für AND-Verknüpfung © A. Steininger / TU Wien

78 Ereignisgesteuerte Simulation
Ereignis (event): Pegeländerung an einem Knoten Ereignisliste enthält alle (aktuell bekannten) zukünftigen Ereignisse mit Zeitpunkt, Knoten und neuem Pegel aktuelle Zeit schreitet fort, bis sie mit Zeit-punkt des nächsten Ereignisses übereinstimmt es folgt Auswertung der Konsequenzen des Events: Aktualisierung der Eingänge, Eintragen weiterer Events (z.B. Aktualisieren der Ausgänge nach einem Delay) Iterationen für die Auswertung in "delta-time" danach Fortschreiten der aktuellen Zeit © A. Steininger / TU Wien

79 Beispiel für eine Simulation
event A B N Y A 0- init 1 A  B 0+D B  1 2 4 t [ns] 2 A  1 1 2ns 3ns 2+D N  1 1 1 N 1 Annahme: A und B waren schon seit t= -5ns konstant Simulator könnte auch „weniger intelligent“ z:b: B rising als event für &Gatter (Y) notieren, obwohl keine Konsequenz 3 B  1 3+D Y  4 N  1 Y 5 Y  1 1 t [ns] 6 Y  1 2 4 6 A © A. Steininger / TU Wien

80 Überblick Das Y-Diagramm Design-Schritte
Synthese und PPR als Optimierungen Spezifische Probleme des Routing Verifikations-Schritte Simulation Statische Timing-Analyse © A. Steininger / TU Wien

81 Statische Timinganalyse
CLK D Delays im Daten- und Clock-Pfad werden für jedes Flip-Flop syste-matisch analysiert tdly,DATA,1m FF1 CLK D FF2 tdly,DATA,2m … combin. logic CLK D CLK D FFk FFm tPD,CLK tdly,DATA,km 1/fCLK,max = max (tdly,DATA,ij) + tSU – min (tdlyD,CLK,i) Überprüfung vorgegebener Constraints Ermittlung der maximal zulässigen Taktfrequenz A © A. Steininger / TU Wien

82 Stat. Analyse vs. Simulation
Statische Analyse findet sicher den kritischen Pfad liefert keine Information über die zugehörigen Eingangsvektoren findet möglicherweise einen ungültigen Pfad Simulation findet den kritischen Pfad nicht sicher (Eingangsvektoren?) liefert automatisch Information über die zugehörigen Eingangsvektoren findet sicher einen gültigen Pfad © A. Steininger / TU Wien

83 Library-Databook /1 … charakterisiert die verfügbaren Basiszellen; z.B.: Eingangskapazität [pF] (Beispiel: Inverter) Beiträge zur Kapazität: - Gate des p-Kanal-FET Gate des n-Kanal-FET internes Routing Typ (Treiberstärke) inv1 inv2 inv4 inv8 inv12 flächenoptimiert 0.034 0.067 0.133 0.265 0.397 Performance-optimiert 0.145 0.292 0.584 1.169 1.753 © A. Steininger / TU Wien

84 Library-Databook /2 Beispiel: 2-to-1 MUX from input to output
vorige Folie Beispiel: 2-to-1 MUX from input to output intrinsic [ns] extrinsic [ns/pF] D0 Z 1.42 2.10 D0 Z 1.23 3.66 D1 D1 SD/  SD /  1.09 © A. Steininger / TU Wien

85 Derating Factors 4.50 V 4.75 V 5.00 V 5.25 V 5.50 V -40° 0.77 0.73
0.68 0.64 0.61 0° 1.00 0.93 0.87 0.82 0.78 25° 1.14 1.07 0.94 0.90 85° 1.50 1.40 1.33 1.26 1.20 100° 1.60 1.49 1.41 1.34 1.28 125° 1.76 1.65 1.56 1.47 Die Angaben im Datenblatt sind der worst case innerhalb eines spezifizierten Bereiches. Grundsätzlich gilt: Hohe Temperatur und niedrige Versorgung verlangsamen den Chip. © A. Steininger / TU Wien

86 Formale Verifikation: Prinzip
bei komplexen Designs wird Coverage von Test bzw. Simulation zum Problem Lösung: formale, vollständige Überprüfung überprüft werden meist Model Checking: Überprüfen von bekannten Bedingungen/Eigenschaften (Deadlocks etc.) Equivalence checking: Überprüfen der Über-einstimmung zweier Modelle (z.B. des Designs auf verschiedenen Abstraktionsebenen) erfordert Darstellung des Designs als Modell © A. Steininger / TU Wien

87 Formale Verifikation: Tools
Model checking vollautomatisch kommerzielle Tools benötigt spezif. Parametrierung liefert pass/fail Entscheidung (evtl. „Gegenbeispiel“) gut für nach-trägliche Prüfung formale Beweise manuell mathemat. Methoden Parameter als Variable zulässig liefert Bedingungen in Form v. Ungleichungen gut als Grundlage für Design-Entscheidungen © A. Steininger / TU Wien

88 Benötigte Design-Tools
Design-Entry Logic Compiler (technologieunabhängig) Simulation (div. Levels) PPR (incl. Technology-Mapping) ...sind grundsätzlich unabhängige Funktionen, Tools verschiedener Hersteller kombinierbar, aber Unterschiedliche Zielrichtungen & Stärken Kompatibilität ? Back-Annotation ? © A. Steininger / TU Wien

89 Design-Flow in der LU Modelsim Angabe Specification Validation VHDL
Design-Entry Behavioral Simulation Compilation Synplify Functional Simulation Technology-Mapping Prelayout- Gate-Level-Simulation Partitioning & Placement Quartus Routing Postlayout- Gate-Level-Simulation Manufact. Download Test Chip complete © A. Steininger / TU Wien

90 Design Flow in der LU Struktur Verhalten Geometrie A Modelsim Synplify
Functional Simulation Compilation Modelsim Synplify Behavioral Simulation Technology Mapping Modelsim Prelayout gate-level Simulation cir Quartus Text-Editor gate Download Quartus Design Entry RTL Placement & Routing alg sys Modelsim Postlayout gate-level Simulation Geometrie A © A. Steininger / TU Wien

91 Zusammenfassung (1) Der Design-Flow eines ASIC bzw. FPGA umfasst die folgenden Schritte: Spezifikation Design-Entry Compliation Technology-Mapping (Partitioning) Floorplanning, Placement & Routing (PPR) Fertigung bzw. Download © A. Steininger / TU Wien

92 Zusammenfassung (2) Der Design-Prozess ist höchst komplex und daher fehleranfällig. An vielen Stellen ist daher eine Verifikation nötig, und im Fehlerfall müssen die einzelne Design-Schritte wiederholt werden. Das Design ist also ein iterativer Prozess. Die Verifikation umfasst folgende Schritte: Validation (Prüfen der Spezifikation), Simulation (Prüfen der virtuellen Implementierung) und Test (Prüfen des physikalischen Designs) © A. Steininger / TU Wien

93 Zusammenfassung (3) Das Y-Diagramm erlaubt eine Veranschaulichung des Design-Prozesses. Es umfasst die 3 Achsen Verhalten, Struktur und Geometrie. Durch konzentrische Kreise werden die Abstraktions-ebenen dargestellt. Der Design-Prozess beginnt auf einer hohen Abstraktionsebene (typ. RTL) auf der Verhaltens- (und/oder Struktur-) achse. Mittels Tool-Support gelangt man über Struktur und die Geometrie-achse zu niedrigeren Abstraktionsebenen und schließlich ins Zentrum des Diagramms. © A. Steininger / TU Wien

94 Zusammenfassung (4) In HDLs lässt sich vieles einfach beschreiben, eine Abbildung auf HW erweist sich jedoch bei der Synthese oft als zu aufwendig oder unmöglich. Durch einen Optimierungsprozeß wird eine Kosten- funktion minimiert bzw. eine Nutzenfunktion maximiert, jeweils unter Einhaltung gegebener Randbedingungen. Partitioning, Placement und Routing sind solche Optimierungsprozesse. Vielfach werden hier aufgrund der Komplexität heuristische Methoden den geschlossenen Lösungen vorgezogen. © A. Steininger / TU Wien

95 Zusammenfassung (5) Für Partitioning und insbesondere Placement und Routing ist eine Abschätzung der Signallaufzeiten essenziell. Diese erweist sich jedoch aufgrund der Dominanz des Interconnect-Delay für neuere Technologien als zunehmend schwieriger. Simulation sollte auf möglichst vielen Ebenen durchgeführt werden, um Fehler rasch und eindeutig identifizieren zu können. Die Signal-Resolution Table gibt Aufschluss darüber, welcher Ausgangspegel aus dem Zusammenwirken mehrerer Eingangspegel an einem bestimmten Logikelement entsteht. © A. Steininger / TU Wien

96 Zusammenfassung (6) Bei der ereignisgesteuerten Simulation werden die Ereignisse nach einer Liste chronologisch abgearbeitet, neue Folge-Ereignisse werden in der Liste ergänzt. Gleichzeitigkeit wird durch die „Delta-Time“ berücksichtigt. Die statische Timinganalyse sucht systematisch das Design nach den langsamsten Datenpfaden ab. Das Timing ist in Libraries definiert. Variationen in der Temperatur oder der Versorgungsspannung werden durch Derating-Factors berücksichtigt. © A. Steininger / TU Wien

97 Zusammenfassung (7) Die formale Verifikation erlaubt eine lückenlose Überprüfung des Designs nach bestimmten Kriterien. Voraussetzung ist aber das Vorliegen eines entsprechenden Modells. Als Werkzeuge werden einerseits Modelchecker und andererseits formale Beweise verwendet. © A. Steininger / TU Wien