Sender- / Empfänger Architekturen © Roland Küng, 2012

Einfachste Empfangsarchitektur Der Empfänger hat folgende fünf Aufgaben zu erfüllen: Er enthält einen Wandler (z.B. die Antenne), welche die verfügbare Empfangsleistung optimal an den Eingang abgibt Er muss das Trägersignal auf der richtigen Frequenz in einem definierten Band im Spektrum empfangen können Er filtert und verstärkt das Empfangssignal so, dass ein genügendes Signal- zu Geräuschverhältnis S/N entsteht Er demoduliert die vom Sender dem Trägersignal zugefügte Information Er entscheidet über die am wahrscheinlichsten gesendete Information

Einfachste Empfangsarchitektur einst… L1 L2 C2 Rö1 C7 L3 L5 Rö2 Geradeausempfänger Rosenmayer Wien Baujahr 1920 2 Kreise (=Anzahl LC-Filter):

… einfachste Empfangsarchitektur heute Strukturgrösse @ 1000 MHz  Periodendauer T = 1 ns  Wellenlänge auf Substrat  = 3…4 m  Baugrösse wie IC‘s  Durchbruch Mobilfunk

Einfachste Empfänger (SAW) SAW RF Filter RF Amplifiers UHF 434 MHz und 868 MHz Empfänger Source RF Monolithics

Surface Acoustic Wave (SAW) Q = 1000

IF: Intermediate Frequency = ZF Zwischenfrequenz Superheterodyn Empfänger Wird eingesetzt wenn: Höhere Frequenzen verwendet Mehr Selektivität verlangt Einfache Kanalwahl ausreichend Super: Über(lagerung) Heterodyn: verschiedene Frequenz IF: Intermediate Frequency = ZF Zwischenfrequenz RF: Radio Frequency Basisband Aufgaben: RF Filter: filtert Frequenzband des Systems (SAW) IF (ZF) Filter: selektiert Kanal (SAW oder Keramik) Synthesizer: für die Kanalwahl (PLL + DDS)

Design: Spiegelfrequenz Planung Beide Bänder werden ins IF-Band gemischt ! Spiegel (Image) muss vor dem Mischen durch Filter eliminiert werden f S LO RF Spiegel Image IF Low Side LO Spiegel hat Abstand 2·IF f S LO RF Spiegel Image IF High Side LO Spiegel hat Abstand 2·IF

Spiegelfrequenz Problem (Low Side LO) RF BP RF S 2·fZF ZF RF RF Remember Mixing mit cos ! ejt e-jt 

Superheterodyn Empfänger Wichtig beim Design: Spiegelfrequenz Planung Wahl ZF so, dass mit RF Filter Spiegelfrequenz genügend unterdrückt wird Wahl ZF so, dass genügend hohe Filterselektivität (~Güte) realisierbar wird z.T. widersprüchlich ! hohe ZF tiefe ZF Technik Q f(max) RC: 40 50 MHz LC: 80 300 MHz Keramik: einige 100 100 MHz Quarz: einige 1000 100 MHz SAW: mehrere 100 3 GHz Güte f0 Mittenfrequenz b Bandbreite

Double Superhet Beispiel: Narrowband FM 89-107 MHz Band Spiegel LO Beispiel: Narrowband FM 89-107 MHz Band 20 kHz Channels 1. IF: 10.7 MHz 2. IF: 465 kHz Bsp. Empfang 91.5 MHz

Note: Dieses Problem existiert im Direct Conversion TX nicht Direct Conversion RX Empfang allg. Signale Spezialfall des Superheterodyn: fIF = 0 ZF Filter: einfacher RC Tiefpass Aber: Spiegelfrequenz ist das eigene Signal selber Interferenz, Auslöschung (AM) RF Filter hilft nicht Note: Dieses Problem existiert im Direct Conversion TX nicht

Direct Conversion RX Beweis: Einzelmischer  Verzerrung aber so ginge es: I/Q- Demodulation mit sin- und cos- Trägersignal komplex-wertiges Zeitsignal am Ausgang (d.h. 2 Signale)

I/Q Direct Conversion RX (Zero-IF) s(t) r(t) Erinnerung Quadratursignale! Komplexes Zeitsignal r(t): Spektrum: R() = I()+j·Q() Direct Conversion mit LPF: also:  R() ist nur S() verschoben nach rechts!

Direct Conversion RX (Zero-IF) Fast perfekt! Nachteile ? DC-Error an I und Q verursacht durch geringe Mischer LO-Isolation ETSI Regulations: Erlaubt max. 4 nW Abstrahl-Leistung. RF Filter hilft nicht, da fLO = fRF !

Direct Conversion RX (Zero-IF) Beispiel SSB Signal Empfang, z.B. FSK (Frequency Shift Keying) mit Frequenz fo = fc+df bzw. fc-df Input: s(t)=cos(2fo t) fc

Direct Conversion RX (Zero-IF) 2. Beispiel DSB-Signal Empfang, z.B. AM eines Trägers bei fc mit +cos(2fo·t) bzw. -cos(2fo·t) Signal Input: s(t) =cos(2(fc+fo)t+)+cos(2(fc-fo)t+) fc

Direct Conversion RX (Zero-IF) 3. Beispiel Empfang orthogonales digitales I/Q Signal, z.B. 16-QAM Input s(t) = i(t)·cos(2(fc+)t+) + q(t)·sin(2(fc+)t+) I und Q Ausgabe in XY-Darstellung Input Modulator rotierend mit  verdreht mit  infolge Oszillatorabweichung und Doppler

Software Defined Radio (SDR) RF/Analog FPGA, ASIC, DSP Neueste, flexible Architektur und Implementations-Technologie

Mixed Superhet – Direct Conversion Bei starken RF Signalen (Störer) nahe beim Nutzsignal: IF mit SAW Filter reduziert Dynamik für A/D Converter Stufen

IF Sampling und DDC SDR Option: NCO = DDS Direct Digital Synthesis LO = PLL based Synthesizer SDR Option: IF Sampling mit schnellem ADC oder Bandpass Sub-Sampling Anschliessend digitale Direct Down Conversion (DDC)

Broadband Multichannel SDR complex signal ! Full Band Downconversion Active RC Filter (LC) Conversion for Channel Selection DSP Filter

Broadband SDR: Channel Selection 1st I/Q Demod 2nd I/Q Demod

Single Chip SRD 1st Generation Short Range Devices (SRD) for Battery Operation (434/868 MHz) Low Power, Low Cost, ASK Modulation

Single Chip SRD High Performance Short Range Single Chip Device (ZigBee) 2.45 GHz ZigBee benutzt 4-QAM

Single Chip SRD II Ultra Low cost Preis 2009: 50 Cent bei 100‘000 pcs.

Single Chip WLAN Transceiver WLAN Chipset: RF Chip plus Baseband/MAC Chip

GPS Receiver GPS Chipset: USB Stick Receiver

DAB Receiver

direct conversion receiver RFID EPC Gen2 UHF Design Case 10 mm signal processor direct conversion receiver modulation switch TX antenna RX antenna I Q RADIATING ANTENNA synthesizer D A power amp 120 mm Passive Etikette (Tag) Lesegerät (Reader)

RFID: 4 Watt EPC Gen2 Reader Software Defined Radio (SDR) Architektur FPGA DSP Xscale Synthesizer Circulator TX Amp ADC DC-RX DAC Supply 4 Antenna Ports Ethernet USB RS232

SDR: UHF RFID Reader RISC Processor MAC Reader Protocol Interfaces Signal Processing - Sample Level on FPGA - Symbol Level on DSP - Air Protocol on DSP UHF Frontend Direct Conversion Receiver Carrier Suppression Multi Antenna

Filtering UHF RFID Reader -320 kHz DC 320 kHz EPC Gen2/ Europe

Passive UHF RFID: - Read Tags up to 8m Distance - Limited by Tag Power Consumption * EPC Class 1 Gen 2 -13…-17 dBm - 16 dBm received at tag * S/N = 35 dB Path Loss 49 dB @ 8 m + 33 dBm (2 W) - 71 dBm (0.1 nW) Path Loss 49 dB @ 8 m Gain = 7 dB 22 dBm (6 μW) backscatter signal Receiver Noise: -99 dBm (F = 25 dB, B = 100 kHz) Just to give you an impression lets do a quick calculation round. The tag reader in use transmits with +33 dBm (2 Watt). Assuming a tag at the limit where it is still powered enough , say sportive 8 m, we have -16 dBm. Whatever the tag is doing for backscattering, it is maximum allowed ti reflect with -20 dBm (10 microwatt) The same way back, the signal is attenuated again with the path loss for 8 m leading to a receive level of -69 dBm ( 100 picowatt) Assuming a signal to noise ration of 9 dB for successful detection we can now calculate the distance of a second concurrent reader, so that it will not disturb. The allowed level of the cumulated noise of this reader must be -78 dBm. As it may transmit with the noise just at the spectral mask level, the path loss is given with 55 dB. That’s an incredible 16m of separation, quite much in a dense reader environment Reality: Additionally orientation losses, system losses, fading, n > 2 ... Additional noise sources, amplitude phase, TX to RX coupling

UHF Signal Propagation Material Orientation Test fixture with 73 Gen2 tags, equally spaced in air medium Target read time: < 1 second

UHF Signal Propagation Multi-path reflections from metal (reinforcing in floors/ dock levellers and other objects), cause nulls and peaks that get worse with distance from the antenna. -3 dBm -14 dBm height Reader

RFID: Carrier only  Slow Flat Fading Channel Fading - Problem in Passive RFID Simple 2-Ray Model RFID: Carrier only  Slow Flat Fading Channel